推广 热搜: 考试动态 

具备恒流恒压输出特质的磁耦合无 线电能传输系统设计

   日期:2022-11-21     来源:www.huijvwang.com    作者:未知    浏览:159    评论:0    
核心提示:摘要IAbstractII目录IV第一章绪论-1-1.1无线电能传输的研究背景和意义-1-1.2无线电能传输的研究近况-2-1.2.1无线电能传输国内外的研究近况-2-1.2.2无线电能传输的分类和特质-3-1.2.3MCR-WPT系统的基本补偿互联网-8-
摘 要 IAbstract II目 录 IV第一章 绪 论 - 1 -1.1无线电能传输的研究背景和意义- 1 -1.2无线电能传输的研究近况- 2 -1.2.1无线电能传输国内外的研究近况- 2 -1.2.2无线电能传输的分类和特质- 3 -1.2.3MCR-WPT 系统的基本补偿互联网- 8 -1.2.4MCR-WPT达成恒流恒压输出的研究近况 - 10 -1.3本文主要内容及章节安排- 10 -第二章MCR-WPT恒流/恒压系统电路剖析 - 12 -2.1整体电路策略- 12 -2.2LCL-P 拓扑达成恒流模式理论剖析 - 14 -2.3LCL-S拓扑达成恒压模式理论剖析 -16 -2.4系统功率和效率剖析 - 17 -2.4.1恒流/恒压功率剖析- 17 -2.4.2恒流/恒压效率剖析- 19 -2.5本章小结- 21 -第三章 MCR-WPT系统硬件达成 - 22 -3.1全桥逆变电路设计 - 22 -3.2驱动电路设计 - 23 -3.3匹配电路设计 - 26 -3.4初级侧数据采集和控制电路设计 - 28 -3.5次级侧负载辨别和充电模式切换设计 - 29 -3.6本章小结- 30 -第四章MCR-WPT系统控制方案 - 32 -4.1初级侧闭环控制策略- 32 -4.2系统最大功率跟踪办法- 33 -4.3次级侧负载辨别办法- 35 -4.4充电模式切换的控制方案- 36 -4.5本章小结- 37 -第五章 仿真剖析和实物验证 - 38 -5.1系统仿真- 38 -5.1.1LCL-P恒流电路仿真与剖析 -38 -5.1.2LCL-S恒压电路仿真与剖析 - 39 -5.2实物验证实验- 41 -5.2.1硬件平台搭建- 41 -5.2.1示波器波形数据剖析实验- 44 -5.2.2恒流/恒压输出成效实验- 48 -5.2.3初级效率优化实验- 49 -5.2.4充电过程中功率与效率实验- 50 -5.3 本章小结- 51 -第六章 结论与展望 - 53 -6.1全文工作报告- 53 -6.2后续研究工作展望- 53 -参考文献 - 55 -攻读研究生期间期间获得的科研成就 - 61 -致 谢 - 62 -第一章 绪 论1.1无线电能传输的研究背景和意义无线电能传输(WPT)的由来,最早可追溯到1819年奥斯特发现电与磁的 相互关联特质,这一发现被觉得是WPT进步的里程碑。继1820年的安培定律之 后,法拉第提出的电磁感应定律奠定了电磁学的基础。在 1864 年,麦克斯韦建 立了电磁场方程、统一了电磁定律并预言了能量通过电磁波在真空中的传输。 1899年,特斯拉提出了 WPT的基本定义,其在电感耦合和微波功率传输的著作 奠定了 WPT的基础[1]。2007年,麻省理工学院的研究职员基于磁耦合谐振式原 理成功点亮了 2米以外60W功率的灯泡,效率可达40%,后来将研究成就向商 业化转型,大力推进了 WPT 技术的进步[2]。近年来,对能源的需要一直在以惊人的速度增长,预计将来几年将会面临能 源紧缺问题[3]。化石燃料储量的飞速降低、气候变化、环境问题和臭氧消耗是现 代社会比较关注的问题。因此,需要增加可再生能源在大家电网系统中的渗透, 以满足当今世界日益增长的能源需要[4-6]。当WPT技术与现有些可再生能源结合 时,就会出现很多新的可能。在所有能源中,太阳能有望用于WPT应用中,因 为它具备丰富、无本钱、无污染的特征,是理想的能源解决方法[7]。感应技术占 据了无线电力传输市场的主要份额。但,与感应技术相比,磁共振有非常不错的优 势,由于它提供了远程电源和多设施充电能力[8,9]。伴随这类技术的进步,远场技 术,如微波和激光功率传输,有望在不久的以后改变无线功率传输市场[10]。基于 微波和激光的功率传输正处于不断研究和进步阶段,并有望迅速商业化。感应技 术处于相对成熟的阶段,磁谐振技术处于高速进步阶段。尽管这样,两者的市场 都有望在将来增长。无线电力传输技术市场在2016年的估值为25.0亿英镑,预 计在2017年至2022年间将以23.15%的复合年增长率(CAGR)增长[11]。WPT 技术在将来电动汽车行业方面具备非常大的市场需要。交通部门是致使 全球气候变化和二氧化碳排放的主要原因之一。 2017 年,全球约 60%的石油消 成本于运输,因此迫切需要一种清洗的替代品[12]。近期的趋势表明电动汽车的销 量和产量有了显著的增长。电动汽车是向清洗能源社会过渡的要紧支柱[13]。感应 式 WPT 技术现在广泛应用于耳机、手环、平板电脑和智能手机等消费电子商品 [14-16]。在不久的以后, WPT 技术有望应用是太阳能卫星、无燃料飞机、无燃料 电动汽车、机器人和无燃料火箭[17]。预计市场需要将在五年内(2017-2022 年)呈 现两位数的增长率。这一进展主要取决于技术进步和新的无线电力传输应用的需要。在一些特殊的场所,譬如在植入式医疗设施中应用WPT技 术对一些心室辅助装置充电和一些特殊器械充电[18],还有对水下设施进行无线 充电,传统的插拔式充电方法不适用于水下设施灵活作业, WPT 技术的出现无 疑能非常不错的解决水下设施充电困难的问题[19]。因此, WPT 技术具备非常大的进步 前景和市场需要,对WPT技术的研究具备尤为重要的意义。现在限制电动汽车迅速进步的一个要紧原因是有限的电池寿命、长充电时间 和基础设施。为了克服这类限制,研究职员与世界各地的制造商目前都在探索 无线充电技术的可能性,以应付现在能源的匮乏和解决现在交通出行方面存在的 海量问题[20]。在小功率消费类电子商品中,怎么样将电池能量高效的进行无线存取 也是一项很重要的技术研究,因此,研究用于电池充电的WPT技术具备很 要紧的意义和进步前景。为提升电池的借助率和充电效率,给电池充电过程通常 包括CC充电和CV充电两个过程,现在市面上大都借助充电管理芯片给电池进 行充放电,虽然在小功率电池充放电系统中充电管理芯片已经能达成非常高的效率, 然而,在应用于电池充电的大功率WPT技术中还有非常大的进步空间,研究具备 CC/CV输出特质的WPT系统可应付将来进步需要,具备尤为重要的意义[21]。1.2无线电能传输的研究近况1.2.1无线电能传输国内外的研究近况海外对WPT有关技术的研究相对较早,早在上世纪90年代,新西兰奥克兰 大学教授的研究团队开始了对感应式电能传输 的研究并对其进行了深度的理论研究[22,23],针对IPT的线圈结构设计和系统传输 效率等方面提出了一系列理论研究,同时也对系统的谐振电路和相应的控制方案 提出了有关探讨[24-26],在该范围研究获得了丰富的成就并形成了相对完整的 IPT 技术体系。韩国科技研究院对 WPT 技术中多负载问题进行研究,文献[27] 介绍了 WPT 到多设施的特征,借助耦合模理论剖析了多个独立谐振线圈的耦合 行为。研究表明,在设计WPT时伴随设施数目增加系统总效率大概达到饱和。 文献[28]对多发射线圈和多接收线圈的系统的特质进行了相应的剖析,提出了这 种复杂的多发多收机制达成最大效率或最大功率的有关方案。文献[29]提出了对 电动客车进行100kW无线充电,在收发线圈间距20cm时依然可以以80%效率 对电动客车无线充电。美国密歇根大学教授的研究团队在电动汽车无线充电范围 展开了深入研究,文献[30-34]在双边LCC补偿互联网的基础上提出了一种新的双 边LCLC补偿互联网,当收发机制30cm以内,系统功率在2.4kW时效率可达90% 以上。除此之外,日本多位学者对三相感应式耦合电能传输进行研究,并对系统中多 互感问题进行了理论剖析[35]。后来,又有学者将WPT与信号同步传输技术应用 于移动机器人上,剖析了目的物体移动过程中系统功率与效率的有关特质[36-38]。国内对WPT的研究近年来也获得了快速的进步,现在对国内WPT的研究 主要集中在一些高校和研究机构。重庆大学孙跃教授对 WPT 技术中动态传输 [39,40]、能量信号同步无线传输[41,42]、恒流恒压控制方案[43,44]和频率分裂现象[45]方 面进行了深入研究。文献[41]提出了一种双边LCC补偿互联网的WPT能量与信号 并行传输方案,通过对电路阻抗和信道增益剖析,基于香农第二定理提出一种稳 定的双频全双工信号通信信道参数设计办法有效的抑制了能量通道对信道的干 扰。文献[44]借助副边不同互联网特质,通过控制开关占空比达成了一种恒压输出 的控制方案,但没探讨恒流输出的办法。文献[45]通过振动理论对MCR-WPT 系统频率分裂的特质展开研究,打造了一套系统最大功率传输的工作准则,揭示 了频率分裂即系统共振的原理。东南大学黄学良教授团队在电动汽车无线充电和 电磁安全方面做了一系列工作[46-48],文献[49]介绍了对电动汽车进行无线充电时 的有关技术指标和电磁安全方面的有关内容,为电动汽车的无线充电优化提供了 理论依据。文献[50]含有中继线圈的 WPT 系统进行研究,通过理论推导和建模 剖析,为含有中继线圈的WPT系统的效率优化提供了理论依据。1.2.2无线电能传输的分类和特质WPT 技术体系按传输距离划分可分为近场能量传输和远场能量传输这两大 类。其中近场能量传输的主要代表分别是电磁感应式传能、磁耦合谐振式传能和 电场耦合传能。远场能量传输主要包含激光传能和微波传能[51]。本文主要研究 MCR-WPT,在MCR-WPT系统设计方面主要工作包含匹配电路设计、功率放大 电路设计和控制电路设计。其中匹配电路设计主要包含线圈设计和匹配电容、匹 配电感的选取,功率放大电路容易见到的有E类放大电路[52,53]、半桥驱动电路和全桥 逆变电路,现在比较常见的是全桥逆变电路。控制电路部分常见的控制芯片有 STC系列、STM32系列、DSP系列和PLC系列等微控制器。图1.1简要的列举 了每种无线传能方法的主要研究工作。图 1.1 无线电能传输的技术体系和研究目的感应电能传输(IPT)技术运用的核心计理是变压器原理,借助线圈电感通 过磁耦合形式将能量经行无线传输,因此也可以叫做感应耦合式或者电感耦合式 无线电能传输技术[54],该技术目前已经广泛用于手机、智能穿着打扮家用小型电子设 备的无线供电,对这种电子设施进行无线供电需要保证传输侧与接收侧的无物理 接触,而变压器拥有较高的耦合系数和互感系数的特质,因此,使用这种机制的 无线供电技术都需要能量发送装置与能量接收装置足够近[55]。在一些大功率电 磁感应式无线电能传输技术的研究中,很多学者提到了一种核心结构即松耦合变 压器,这是一种可离别式的、拥有较大耦合系数和互感系数的特殊变压器[56]。它 的优点是拥有较大的传输功率和相对高的传输效率,缺点是传输距离短。图 1.2 为 IPT 的基本组成结构。有源H桥 Lp Ls 全桥整流图 1.2 IPT 无线传能基本结构磁耦合谐振式无线电能传输(MCR-WPT)技术,是一种借助磁共振原理将 电能转换为磁能高效率无接触式的能量传输方法,当初级侧系统的固有谐振频率 与系统的工作频率一致且次级侧系统的固有谐振频率与系统的工作频率一致时, 可以达成无接触的将能量从初级侧传输到次级侧[57]。图1.3为MCR-WPT的基本 结构示意图,MCR-WPT传输距离相比IPT更远,在增加中继线圈时能达到数 米传输距离,因此它的应用前景更广[58]。电场耦合式功率传输的原理是 借助极板间电容耦合形式进行能量的迁移,即能量在两个无物理接触相互离别的 电极板间通过电场进行传递[59]。和磁耦合方法类似,在系统初级侧施加一个交流 电场,次级侧的电极板通过静电感应产生相应的交流电势,从而完成无线能量的 传递过程。如图1.4所示,这种WPT机制有着较高的传输效率和较强的抗干扰 能力,效率能达到 98%,不足的是传输设施的体积较大,传输功率较小,而且这 种传输机制的传输距离非常短,一般只在几零米的距离内传输。所以这种传输方法 现在的应用场景相对较少。微波无线电能传输技术,其工作原理是将直流电源通过微波功率发射器转换成高频的电磁波,通过发射天线将能量辐射到自由空间中,接收天线获得能量后进行整流滤波处置,然后输送给负载供电[60]。因为这种方法需要系统具备较高的 频率,因此也增大了发射端系统的本钱。在系统接收端,高频高功率能量的整流 技术也具备肯定的挑战性,因此近些年也有不少学者在微波无线功率传输的整流 方案方面做了很多的研究。微波无线电能传输方法的优势是传输距离较远,其缺 点是传输效率相对较低,技术困难程度和本钱相对较高。其次,较高频率和较高 功率的微波对的人体健康会有肯定的损害,这是制约着微波能量传输进步的主要 原因。如图 1.5 为微波无线传能基本结构。激光无线电能传输是指将电能通过激光器转化为肯定频率的激光能,激光光 束定向发射到接收装置,接收装置采集到能量后再将其转化为电能的过程[61]。相 比于其他三种无线传能方法,其优点是具备方向性好,能量集中,传输距离远, 接收设施小等优点,因此对微型飞行器、微小行星,无人机等航天设施远程供电 具备独特的应用价值,相应的其缺点也非常明显,譬如激光无线传能的效率较低, 易受障碍物影响、研究困难程度大、设施本钱相对较高等等。其次,这种传输方 式在大方层内的损耗较大,因为传输过程中激光发射部分与接收部分需要对准, 这致使用该方法对移动目的的激光无线供电具备非常大的挑战性。图 1.6 为激光 无线电能传输系统的基本框架。图 1.6 激光无线电能传输系统框架综合前面对几种WPT的介绍,表1.1对这几种WPT的特质、优势和弊端与 传输距离方面做了一个整理总结。表 1.1 几种 WPT 的特质对比概要感应式能量传输 磁谐振无线电能传输 电容耦合无 线能量传输 微波无线电能传输 激光无线电能传输传输距离 、皿 、皿数mm-数cm 、皿 、皿数cm-数m 数mm-数十cm 数m-数十km 数m-数十km传输功率 可达数十kW 可达数十 kW 可达数百W 可达数十kW 可达数百kW传输效率 高 高 较高 低 低传输机制 电感 电感 电容 微波天线 激光器优点 本钱低、传 输功率大、 效率高、系 统稳定、辐射小 传输功率大、 系统稳定 效率高、系统稳定、辐射小 传输功率 大、传输距 离远 传输功率 大、传输距 离远、方向 性好缺点 传输距离 短、灵活 性差 有肯定辐射、 电路复杂 传输距离 短、传输功 率小、电路 复杂 辐射大、效 率低、本钱 高、系统复 杂 效率低、成 本高、系统 复杂适用范围 消费电子 家电 消费电子 家电 生物医疗 电动交通 消费电子 消费电子航空航天军用设施 消费电子航空航天军用设施由表1.1可知,使用不同工作原理的WPT系统,其特质有非常大的不同,适 用的场景也有所不同。IPT技术在近几年进步的较好,该技术被广泛用于消费电 子等民用电子范围,譬如智能手机、可穿着打扮设施、小型家用电器等电子设施的无线充 电。相比于IPT技术,MCR-WPT因为其更卓越的性能,在将来电力传输范围有 更好的进步前景,譬如电动汽车的无线充电、消费电子及医疗电子等无线充电应 用。而ECPT技术因为其传输距离短,传输功率相对低的缺点,其应用范围相对 较小些。为了满足长距离、大功率的无线电能传输应用,微波无线电能传输和激光无线电能传输势必是将来能量无线传输方面关注的热门。本文对 MCR-WPT 展开研究,将 MCR-WPT 技术与电池充电原理型结合, 提出和达成了一种应用于电池恒流/恒压混合模式充电的 MCR-WPT 系统应用。 下面容易对 MCR-WPT 的一些基本补偿互联网进行介绍。1.2.3MCR-WPT 系统的基本补偿互联网MCR-WPT 系统中的补偿互联网是系统要紧的组成部分,通过调节补偿器件参 数或电路结构可以调节系统的固有谐振频率或改变器件应力、达成器件软开关及 减小系统的无功功率。MCR-WPT的低阶补偿互联网拓扑有串串补偿互联网、串并补偿互联网、并串补偿互联网、并并补偿互联网等四类型型[62,63]。后来,MCR-WPT 技术经过不断深入研究和持续进步,很多学者提出了 LCC-S、LCC-P、LCC-LCC、 LCL-S、LCL-P、LCL-LCL 等容易见到高阶补偿互联网。如图 1.7 所示为四种基本的低阶补偿互联网拓扑,每种补偿互联网有着不一样的特 性,其优势也非常明显。比如,它们需要的补偿器件都极少,结构容易;原边侧串 联补偿互联网具备非常大的电流输出能力,在相同耦合系数下副边侧能得到更高的电 压,因而原边侧串联互联网结构更适用于大功 率 MCR-WPT 系统[64,65];原边侧并联互联网结构相对输出电流较小,但系统相对稳 定,受负载影响较小,相比之下,PS和PP拓扑增强了电流容量,从而防止了过 流这种不安全行为[66]。然而,这四种容易见到的低阶互联网拓扑都有非常大的不足之处, 比如,原边侧串联互联网输出电流较大,电流全部经过开关管,这对开关管的影响 较大,当系统耦合系数较低时,原边侧由于电流过大易损毁相应功率器件,此时 系统的效率也较低,而且原边侧电流受副边侧影响较大。对于原边侧并联补偿结 构,其输出电流也不恒定受负载影响较大,而且输出功率相对较低[67]。鉴于以上四种低阶补偿互联网的不足,很多学者提出了一些高阶补偿互联网,即 在原有些低阶互联网上添加补偿电感或电容,形成了一些新的高阶补偿互联网,这类a)LCL-S 补偿互联网 LCL-P 补偿互联网 LCC-S补偿互联网 LCC-P补偿互联网图 1.8 六种容易见到高阶补偿互联网拓扑图 1.8 为容易见到的六种高阶补偿互联网拓扑结构,以上六种补偿互联网均能达成原 边侧恒流输出,即初级侧发射线圈的电流不随副边侧负载的变化而变化,这非常大 程度上提升了系统的稳定性。其中,LCL补偿互联网是新西兰奥克兰大学研究团队 提出的拓扑结构,该结构在原有原边侧并联的基础上增加了一个补偿电感减少了 器件的开关应力,因此该结构被广泛用于MCR-WPT的每个应用范围中。但该结 构也有肯定的不足,一般为了满足系统有较高的功率因数和恒流原边侧恒流输出 特质,需要满足原边侧补偿电感感值与发射线圈一致,这一定量上限制了系统 设计的灵活性。相对LCL补偿互联网,LCC补偿拓扑在系统稳定性和功率输出能 力上可能更具优势,但LCC拓扑器件用更多,对器件参数需要也比较严格[68]。1.2.4MCR-WPT 达成恒流恒压输出的研究近况因为电池充电时需要用CC/ CV混合方法进行充电,以确保电池的长寿命 和最大容量借助率。因此需要一些技术来控制WPT系统的输出电压或电流。根 据对达成CC/CV输出的MCR-WPT技术有关文献的研究发现,现在有四种比较 容易见到的技术被用来达成 WPT 系统的 CC/CV 输出。第一种比较常见的方法是在 次级侧整流器后面增加一个额外的 DC/DC 转换器,以达成后置调节使得系统具 体CC/CV输出特质[69-72]。因为额外的DC/DC转换器的存在,不只系统本钱和功 率损耗增加,而且也增加了系统体积。第二种办法是基于有源整流控制的控制策 略,系统的输出功率可以通过控制次级侧有源整流器的占空比或相位角来达成 CC/CV 输出,这种控制方法比较复杂对次级侧开关管的需要较高[73-76]。第三种 控制方法是调频控制[77]、相移控制[78,79]和脉冲密度调制 [80]。然而,这类控制策略是复杂的,并且一般需要发送 器和接收器之间的高速实时通信。文献[81]获得发射器的谐振电流和补偿电容器 的电压之间的相位差关系,以控制充电电流和电压,从而防止额外的通信电路, 但这种方法需要非常复杂的控制方法和适合的传感器。第四种方法通过不同匹配网 络组合与切换来达成系统的CC/CV输出,文献[82]表明,通过设计适合的补偿拓 扑,可以在没闭环控制策略的状况下达成近似的CC/CV模式给电池充电。由 于这种策略易于控制且本钱低,因此在今天得到了广泛的研究和应用。文献[83] 指出,当一次侧发射线圈的谐振电流维持恒定时,二次侧串联谐振补偿电路相当 于电压源,而并联谐振补偿电路则充当电流源,于是只须通过控制一次侧电流的 恒定就能使得系统拥有 CC/CV 输出特质。文献[83]使用负载估计法使系统具 有 CC/CV 特质,但估计过程复杂,互感很难确定。这种控制办法与文献[81]很 类似,同样增加了系统的控制困难程度。结合以上办法的优势,本文在第四种方法的基础上进行改进和优化,提出了 一种更易控制的拥有 CC/CV 输出特质的 WPT 的达成策略。该策略具体的达成 过程将在下一章节开始叙述剖析。1.3本文主要内容及章节安排文本针对MCR-WPT系统展开研究,主要探讨MCR-WPT技术应用于电池 CC/CV 混合模式充电的一些技术原理和软硬件达成办法,并做了很多的软件仿 真和具体的实物进行实验验证所提出的策略的可行性。文章第一章的内容大致为: 第一介绍了 WPT 的进步前景和研究意义,展示了 WPT 的研究价值;然后介绍 了 WPT的进步历史和现在国内外对WPT的研究状况;紧接着,简略介绍了 WPT 的分类并对不同WPT的特质进行剖析,引出MCR-WPT的优势;最后,对MCR- WPT的基本补偿互联网做了一个简要的介绍,对比剖析了 MCR-WPT系统中不同 互联网拓扑的优势和弊端。本文后面的安排分为以下五章解说。第二章:给出了系统整体设计策略,分别对MCR-WPT系统达成CC模式输 出和CV模式输出进行电路理论剖析,通过数学公式的推导和电路图等效得出系 统达成CC输出时电流的表达式和达成CV输出时的电压表达式,表达式结果表 明系统在用 LCL-P 匹配电路时具备输出电流与负载无关的特质,而在用 LCL-S匹配电路时具备输出电压与负载无关的特质。然后,分别对CC模式和CV 模式下系统的效率和功率剖析,得出两种模式下系统的功率和效率的表达式并通 过三维坐标图形剖析结果。第三章:给出了 MCR-WPT系统的硬件设计,详细解说了本系统的每个部分 硬件设计思路和重要部分。第一介绍了系统中全桥逆变电路设计,包含开关管的 选型,给出了常用 MOSFET 的基本参数;然后解说了驱动电路设计,列出了几 种比较好用的驱动电路,对比剖析了这几种驱动电路的优势,同时,给出了一些 比较好用的驱动芯片及其参数,剖析了半桥驱动电路达成自举功能的原理;最后 就是初级侧数据采集和控制电路设计与次级侧电压电流的采集和充电模式切 换的电路设计。第四章:给出了 MCR-WPT系统的软件控制策略,第一对初级侧闭环控制方 案进行了大致的介绍,给出了初级侧达成系统最大功率跟踪的控制办法;然后介 绍了次级侧负载动态辨别的办法,简要的说明了系统达成充电模式切换的控制策 略。第五章:记录本策略的软件仿真结果和实物验证实验。先通过Saber仿真软 件得到了系统工作在CC模式下的电流电压状况与工作在CV模式下的电流电 压结果,然后通过具体的实验表明系统在用初级侧闭环控制后效率得到了明显 的改变,最后记录剖析了系统工作在CC/CV模式下功率与效率的结果,并给出 了系统硬件上每个部分电压与电流的波形剖析。第二章 MCR-WPT 恒流/恒压系统电路剖析2.1整体电路策略本文提出的 WPT 系统的恒流或恒压模式的控制电路结构如图 2.1 所示。系 统的初级侧和次级侧分别独立控制,无需额外的数据通信电路。初级侧电路设 计主要包含以下几个部分:全桥逆变电路、驱动电路、初级侧互联网匹配电路、MCU 控制器电路、显示电路、电流测试电路和交流有效值测量电路。次级侧电路设计 有:次级侧互联网匹配电路、次级侧整流滤波电路、次级侧负载辨别电路、模式切换的开关电路、控制电路和显示电路等等。图2.1中Ubus是给系统供电的直流电压源,全桥逆变器由Q1〜Q4这4个金 属氧化物半导体场效应晶体管组成,Lp和厶s分别为初级侧发射线圈和次级侧接收线圈,S和Cp分别 是初级侧补偿电感和补偿电容,Csp和Css为次级侧补偿电容,通过设置继电器S1 和S2来切换Csp和Css的导通与关断状况。次级侧整流桥由4个快恢复肖特基二 极管D1~D4构成,Rl为电池负载。UAB和Ucd分别为初级侧有源H桥逆变器的输 出电压和次级侧肖特基整流桥的输入电压,Us和阻分别接收线圈的端电压和负 载的端电压。S和匚分别为发射线圈上的电流和接收线圈上的电流,为肖特基 整流桥输入电流。M为初级侧发射线圈与次级侧接收线圈间的互感,k为初级侧发射线圈与次级侧接收线圈间的耦合系数。则可得表达式k _ MJ LpLs将输入电压Ubus经过有源H桥逆变后的电压Uab按傅里叶级数展开,uAB关于时这里九是谐波数,0是相位角,且满足e = g 3为有源h桥的开关角频率。而WPT 系统具备非常高的品质因数,其基波分量占主要部分,谐波分量非常小可以忽视,于是可以得到2^2Ubusn^2^ CD~4~这里Uab和厶厶与Ucd都是RMS值。为了便于对系统进行剖析,可令4个肖特 基二极管D1〜D4和心组成的整流电路的等效电阻为Req,因为肖特基二极管正向 导通压降非常小,相比于负载电压可以忽视,依据能量守恒定理,于是可得表达式UcD】CD = UrJrl 于是依据表达式可得8Req =^2RL2冋cdIrl =—-—l n系统的谐振角频率为3,满足L产Lp =LS,Cp=Csp=CSS,M2LrCp=1。则3的表达式2.2LCL-P 拓扑达成恒流模式理论剖析依据图 2.1 系统整体电路设计策略,本小节对该系统中的电路等效拓扑和恒 流模式输出的原理进行剖析。在恒流模式下,开关S1闭合,开关S2闭合,贝y电容Css被短路,系统恒流 模式等效电路如图2.2所示。因为发射线圈与接收线圈间的存在互感M,可得接 收线圈两端的电压为Us = jsMIp对图 2.2中接收侧电路剖析,依据戴维宁定理和诺顿定理,图 2.2中接收侧 等效电路如图2.3所示。厶s与Csp处于完全谐振态,其并联等效阻抗无穷大等效于开路,于是可得Req上的电流从式(2.12)可以看出,等效负载Req的电流此时与负载电阻无关,在互感M 不变的状况下,只须满足初级侧电流%不随次级侧负载的变化而变化,就能使 系统维持恒流输出。对初级侧和次级侧一同剖析如图2.4所示,其中Zr_cc为初级侧映射到初 级侧发射线圈的道路的等效阻抗, 依据图 2.3剖析可知系统在恒流模式下次级 侧的阻抗为则接收侧等效到初级侧发射线圈支路的映射阻抗为依据基尔霍夫电压定律对图2.4进行电路理论剖析,列出回路方程可得原边侧和副边侧的矩阵方程为结合公式,上式求解可得Ip = lp_cc = j^CpUAB这表明,MCR-WPT的LCL-P拓扑结构中发射线圈电流―与次级侧负载无关。结合表达式 可以求得 LCL-P 系统 负载电流依据公式可以得出结论:LCL-P系统具备恒流输出特质,其输出电流 理论上与负载阻值无关。2.3LCL-S 拓扑达成恒压模式理论剖析依据图 2.1 系统整体电路设计策略,本小节对该系统的电路等效拓扑与恒 压模式输出的原理进行剖析。依据图2.1的基本电路结构,在恒压模式下,开关S1断开,开关S2断 开,得到恒压电路的等效电路模型如图 2.5 所示,同理先对图 2.5电路拓扑次级 侧剖析,次级侧电路剖析如图2.6所示。因为心和Css构成零相位角,即满足m2LsCss = 1,可得接收侧系统的总阻抗为1Zcv = j3Ls + Req = Req 贝接收侧等效到初级侧发射线圈支路的映射阻抗为2 m2M2= — 乙CV ^eq图 2.6 恒压模式次级侧等效电路结合图 2.5和图2.6与公式的结果剖析,可其等效电路如 图 2.7 所示。图 2.7 恒压模式等效电路依据基尔霍夫电压定律对图2.7进行电路理论剖析,列出回路方程可得原边侧和副边侧的矩阵方程为1jwLr + —jmCp.1- ®Cp.1丿mCp1武+丿叫也.结合公式,上式求解可得】r_cu = 32Cp2UabZr_cv^r_cv Jp_cv.Ip_cv = Ip = jaCpUaB 这表明,MCR-WPT的LCL-P拓扑结构中发射线圈电流Lp与次级侧负载无关。 结合表达式 可以求得LCL-S系统负载电压42nUCD ^2nM2MCpUAB 2%= —= = EMCpUbus依据公式可以得出结论:LCL-P系统具备恒压输出特质,其输出电压 大小与负载值无关。2.4 系统功率和效率剖析上一小节分别对MCR-WPT系统中LCL-P结构电路达成恒流输出和LCL-S 结构电路达成恒压输出的原理进行了电路理论公式的推导,得出了系统恒流输出 的输出电流表达式和恒压输出的输出电压表达式。效率和功率一直以来是MCR- WPT 研究中的两个要紧的指标[?],下面针对恒流/恒压模式时的输出功率和输出 效率进行剖析。2.4.1 恒流/恒压功率剖析理想状况下,忽视MOSFET开关产生的损耗,结合式 可得恒流系统和恒压系统的输入功率分别为PlN_ CC = Uab】y_cc8^2Cp2ZRccUdc2兀2PlN_CV = Uab】y_cuQ^2Cp2ZR_cvUdc2n2依据式(2.18) (2.24)可得恒流时负载电阻层的功率PRl_cc和恒压时负载电阻层的功率PRl_cv分别为为了更直观的显示不同模式下负载阻抗与功率的关系,依据式 (2.27) (2.28), 得到恒流模式下负载阻抗、互感和负载功率的关系的 三维曲面图如图 2.8 所示,恒压模式下负载阻抗、互感和负载功率的关 系的三维曲面图如图 2.9 所示,下面依据曲面图简略的剖析系统在恒流 模式和恒压模式时所对应的这类特质的关系。从图2.8中可以发目前恒流模式下,当互感M不变时,负载阻抗与 功率具备明显的一次函数关系,负载功率伴随负载的增大而增大,在一 定的互感M范围内,负载功率也伴随互感M的增大而增大。在理想条件 下, 对于恒流模式, 该恒流系统对于高阻性负载有较大输出功率。- 18 -从图2.9中可以发目前恒压模式下,当互感M不变时,负载阻抗与 功率不满足线性关系,负载功率伴随负载的增大而减小,在肯定的互感 M范围内,负载功率也伴随互感M的增大而增大。在理想条件下,对于 恒压模式, 该系统对于低阻性负载有较大输出功率。2.4.2 恒流/恒压效率剖析依据表达式 可以求得恒流时负载电阻心的效率%c为其中Zr_cc可从表达式求得,依据前面推导剖析可知恒压时ZRCV=Req弓Rl,于是结合公式 可以得到恒压时负载电阻Rz的效率%”为依据式,得到恒流模式下负载阻抗、耦合系数 和系统效率间关系的三维曲面图如图 2.10 所示,恒压模式下负载阻抗、 耦合系数和系统效率间关系的三维曲面图如图 2.11 所示,下面依据曲 面图简略的剖析系统在恒流模式和恒压模式时所对应的这类特质的关系。从图2.10中可以发目前恒流模式下,在理想条件下,当耦合系数k 不变时,负载效率伴随负载的增大而渐渐提升最后趋于稳定,在肯定的 耦合系数k范围内,耦合系数k对负载功率的影响较小。从图2.11中可以发目前恒压模式下,在理想状况下,当耦合系数k 不变时,在肯定的负载范围内,负载效率伴随负载的增大而渐渐减少最 终趋于稳定,在肯定的耦合系数k范围内,耦合系数k对系统效率的影响 较大,且伴随耦合系数的增加系统效率相应提升。2.5 本章小结本章运用电路理论和等效电路模型对本文设计的策略联合剖析了系统恒流 与恒压输出的特质。先提出系统的整体策略构造,容易介绍了该系统的主要电路 结构;然后求解出每个部分电压之间的关系,找出负载电压或电流与初级侧发射 线圈电流的关系表达式;接着对其恒流拓扑剖析,将电路次级侧映射阻抗等效到 初级侧发射线圈支路上,借助基尔霍夫电压定律求解方程,得出LCL-S/P系统的 发射线圈拥有恒流特质;最后求解出 LCL-P 拓扑中输出电流与负载的关系,以 及 LCL-S 拓扑中输出电压与负载的关系,依据表达式表明所设计的 MCR-WPT 系统拥有恒压或恒流特质。最后,对系统恒流模式和恒压模式的功率和效率进行 相应的剖析并绘制了三维曲面图,更直观的表现了在理想条件下系统分别工作在 恒流模式和恒压模式下负载阻抗、互感和负载功率的关系与负载阻抗、耦合系 数和效率的关系。第三章 MCR-WPT 系统硬件达成本文设计的应用于电池 CC/CV 混合模式充电的 MCR-WPT 系统硬件电路主 要包含全桥电路、驱动电路、匹配电路、初级侧数据采集和控制电路与次级侧 负载电压电流采集和充电模式切换电路。3.1全桥逆变电路设计逆变电路和其驱动电路是磁耦合谐振无线电能传输系统的要紧组成部分,初 级侧逆变电路负责将直流电压转换成交流电压,驱动电路负责驱动逆变器H桥, MCU控制逆变器H桥的工作时序,以获得适合频率的大功率方波交流电压。如 图 3.1 所示为全桥逆变电路和驱动电路原理图设计,该电路由两个半桥驱动芯片 IR2104S一同驱动4个开关管组成的全桥电路。功率电路需要拥有较强的带载能力,这就需要开关管可以承受较大的电流, 常见的全桥逆变电路开关管通常为绝缘栅双极型晶体管或者金属-氧化 物半导体场效应晶体管。通常而言,IGBT的开关速度相对于MOSFET 较慢,但 IGBT 具备 MOSFET 的高输入阻抗和更低的导通压降的特质,因此, 对于大功率低频的逆变器系统,开关管选择IGBT更有优势;然而,MCR-WPT 系统的开关频率通常为几十千赫兹到几兆赫兹,对于中小功率的 MCR-WPT 系 统,选择低导通内阻的 MOSFET 相对更能减小系统的开关损耗。表3.1 将常见的几款 MOSFET 进行对比,并给出了每款芯片的部分参数。表 3.1 容易见到 MOSFET 的基本参数芯片型号 芯片公司 VDS,maxId VGsIPT015N10N5 英飞凌 100 1.5 300 3 169IRFH7085 英飞凌 60 2.6 100 2.1-3.7 110IRFH5010 英飞凌 100 9 100 2-4 67BSC030N08N 英飞凌 80 3 100 3 61IRF540 恩智浦 100 77 23 3 10IRF250 英飞凌 250 22 69 3 64HY5608W 华羿微 80 1.5 360 3 55表3.1中Vos为MOSFET漏-源极额定直流电压,RDS,max为MOSFET的 导通内阻,Id为漏-源极最大电流,VGs为栅极阈值电压,Qg为总栅极电荷。本 文最后使用英飞凌的IPT015N10N5这款功率低内阻N沟道MOSFET 开关官,其部分参数如下:Vds=100V, Ros,max=1.5mQ,Id=300A。这款 MOSFET 非常符合该设计的功率需要。然而,除去需要满足功率需要外,对 MOSFET 的开关响应和开关的开启时间和截止时间也有必须要求。3.2驱动电路设计MOSFET的驱动电路设计是一个重要的部分,它关系到MOSFET的开关损 耗影响系统的整体效率。图 3.2是几种比较经典的开关官驱动电路。在选好适合 功率的MOSFET后,对于一些高频开关电路的驱动设计,MOSFET的寄生电容 不可忽视。图 3.2 经典的开关管驱动电路如图3.2 中C1、C2、C3分别为MOSFET的栅-漏极等效电容、 栅-源极等效电容和漏-源极等效电容。假如C1、C2的值比较大,要使MOSFET 迅速开启和关断,就需要有较大的驱动电流来驱动MOSFET,不然就达不到想要 的成效。然而,当驱动芯片提供较大的驱动电流时,在 MOSFET 关断的瞬间反 激电流容易对驱动芯片导致损毁;其次,因为 PCB 布线存在寄生电感,在 高频信号下与MOSFET的栅-漏极等效电容C1、栅-源极等效电容C2容易产生 LC震动,也就是会产生部分振铃,因此,常在驱动芯片和MOSFET栅极间串联 电阻Rg,可以有效抑制振铃现象,如图3.2所示,Rg的值不适合太大,通常 几十欧姆以内,不然会干扰MOSFET的开启时间。通常而言,MOSFET的开启时间和关断时间越短,产生的开关损耗越小,图 3.2 中在Rg1上并联反向二极管,当开关管关断时,通过反向二极管迅速放 掉C1、C2的电荷,以此缩短MOSFET关断时间。同样,图3.2也是借助这 个原理,在MOSFET关断时,三极管Q1导通,C1、C2通过三极管迅速放电以 此达到MOSFET迅速关断有哪些用途。为了满足高档MOSFET驱动,有时也会使用 隔离驱动方法如图3.2 所示,其中R1有哪些用途是抑制PCB上电感与C1形成 的 LC 振荡, C1 有哪些用途是隔开直流,同时预防磁性饱和。表 3.2 容易见到驱动芯片的基本参数芯片型号 芯片公司 ^OFFSET(^) 1。+/-⑷ ^OUT(^) to讥/off Deadtime(ns)IR2110S 英飞凌 500 2 10-20 120/94 0IR2106S 英飞凌 600 0.12/0.25 10-20 180 0IR2104S 英飞凌 600 0.13/0.27 10-20 680/150 520DRV8701 德州仪器 45 0.15/0.3 9.5 25000 380IR2109S 德州仪器 600 0.12/0.25 10-20 750/200 540IR2308S 德州仪器 600 0.2/0.35 10-20 220/200 540IRS2186 德州仪器 600 4 10-20 170 0FD2204D 峰岹 40 0.1 12 110/60 50常见的有源 H 桥驱动芯片包含半桥驱动芯片和全桥驱动芯片,现在市场上 半桥驱动芯片用相对较多本人将几种常见的驱动芯片的基本参数整理如表 3.2 所示。其中Voffset表示最大悬浮绝对电压,Io+--为输出高短路脉冲电流和输出 低短路脉冲电流,Vout为栅极驱动电压范围,5/0盯分别为开启传播延迟时间和 关断传播延迟时间,Deadtime表示死区时间。半桥驱动芯片内部结构图 3.3 半桥驱动电路原理和结构有源H桥因为上桥臂MOSFET的源极与下桥臂MOSFET的漏极相连,驱 动芯片通过自举电路驱动上桥臂,图3.3为半桥驱动芯片高侧驱动电路结构, 其工作原理如下:当低侧FET导通而高侧FET 截止时,%为低电平, 电源%经过自举二极管0呢给自举电容尬充电,电容电压%s 接近%,当高侧FET 导通,低侧FET截止,此时Vs电势等于Vdc, 则%电势被抬高。图3.3 为半桥驱动芯片内部结构,可以发现,当驱动芯片 内部HO与Vb间的场效应管导通而HO与%间的场效应管截止时,HO为高电 平,此时HO=%;当驱动芯片内部与LO间的场效应管导通而LO与COM间 的场效应管截止时,LO为高电平,此时LO=^c。自举电容的取值受很多方面影响,公式给出了自举电容需要提供的 最小电荷表达式。这里,Qg为高侧场效应晶体管的总栅极电荷,表:给出了几种常用场效 应管的总栅极电荷,IqbsT为高侧驱动器电路的静态电流,f为工作频率, 和hs°ff分别为开启和关闭HO所需的电平转换电流,tw为电平移动电 流的脉冲宽度,Ic^ea k)为自举电容泄漏电流。自举电容需要可以提供该 电荷,并维持其满电压,不然%s电压将出现很多纹波,甚至致使HO输 出停止工作。因此,电容中的电荷需要至少是上述值的两倍。最小电容表达式为 2QbsC^vcc-vf-vls 3)这里是自举二极管两端的正向压降,Vls是低侧场效应晶体管或负载上 的压降。3.3匹配电路设计匹配电路主要包含发射线圈、接收线圈、补偿电容和补偿电感。收发线圈的 设计关系到系统性能的好坏,高频耦合系统的设计应该考虑到线圈的趋肤效应和 临近耦合效应,尽可能减小线圈电感的涡流损耗和直流损耗。为了抑制 MCR-WPT 在高频状况下线圈表面产生的趋肤效应,收发线圈使 用350股直径为0.1mm的利兹线绕制,每股利兹线使用纯铜材料且表层镀漆相 互隔离,可以有效的防止趋肤效应,同时也大幅度的减小了线圈的实部内阻。如 图3.4 所示,收发线圈的基本参数为:发射线圈电感值为16.88uH,内阻约 为0.09欧姆,匝数为10,外径15cm,宽度3cm;接收线圈电感值为16.9uH,内 阻约为0.09欧姆,匝数为10,外径15cm,宽度3cm。线圈实物图 补偿电感实物图图 3.4 线圈设计和补偿电感设计图在实质实验中,补偿电感Lr上产生的损耗主要有磁芯损耗和线圈损耗,在高 频状况下铁氧体磁芯会产生较大的磁芯损耗,本设计使用空心线圈电感,如此可 以防止磁芯损耗,其电感值在不同频率下波动更小,有益于提升系统的鲁棒性。 如图3.4所示,补偿电感使用线径1.2mm的漆包线绕制,电感值为16.89uH, 内阻为0.12欧姆。考虑到MCR-WPT系统的高Q值特质,使用多个NPO材质的高压贴片电容 并联来做系统的补偿电容,这具备以下几个优势:多个电容并联减少了电容的等效串联电阻,同时也增加了系统的过 流能力。使用 NPO 材质的贴片电容其等效电容值随频率变化波动较小,有益于提升 系统的稳定性,并且该材质电容具备较高的耐压值很合适应用于高压电子设施。相比于常见的高频高压大电流的电容,该电容价格实惠,体积更小,具备 较高的功率密度。3.4初级侧数据采集和控制电路设计数据采集电路主要采集发射线圈的电流值,并通过 RMS-DC 电路测量采集 回来的交流电压,RMS-DC电路输出数据通过MCU处置,MCU计算出发射线 圈电流值后将该电流有效值通过 OLED 屏幕显示,同时该电压数据也可以作为 反馈信号,用来闭环调节系统开关频率,从而使系统获得一个最大功率。如图 3.5 所示,电流测量电路用霍尔电流传感器芯片(ACS714),该芯片可以将电流按 肯定比率转换成相应电压信号,其中电容 C14 起隔直流用途, LTC1966 芯片用 来测量交流有效值,其输出电压 VOUT 为直流电压,输出电压值等于输入直流 电压量和交流电压有效值之和,因此 C14 的值的选取影响系统初级侧电流测量 结果,建议选择容值大于1uF且ESR较低的瓷片电容。图 3.5 信号采集和有效值测量电路LTC1966芯片的输入输出电压关系可由表达式(3.3)所示,Vout - OUTRTN = ^Average[(IN2- IN1)2] (3.3)其中VSS < OUTRTN <(VDD-最大输出)。当OUTRTN = GND时,获得最好结 果。输出电压VOUT的值的精确度与输出电容C16的值有关,可依据实质需要 选取适合电容值。如图3.6所示,主控芯片使用意法半导体STM32F103C8T6单片机,该芯片 使用ARM企业的32位的Cortex™-M3 CPU内核,最高72MHz工作频率,拥有 串行单线调试(SWD)和JTAG接口,图3.6预留SWD下载接口用于调试和程 序下载。同时预留OLED显示接口,显示器使用IIC协议通信。图 3.6 主控芯片电路3.5次级侧负载辨别和充电模式切换设计次级侧负载辨别主要测量负载的的充电电压和电流等参数并通过屏幕实时 显示,然后计算负载的等效阻抗。充电模式切换是依据负载的充电状况断定电池 荷电状况来自动切换电池CC/CV模式。图 3.7 次级侧电流电压采集电路次级侧测试的电压电流信号均为直流信号,因而无需复杂的测试电路。如 图3.7所示,本文使用采样电阻测电流办法测试负载电流大小,使用高精度固定 增益集成运放芯片INA213系列芯片将小信号放大处置,减小系统误差,通过单片机STM32F103C8T6测量电压值,该单片机自带12位ADC,其测量精度相对 较高。电压采集电路使用轨至轨的高精度低温漂的运放芯片OPA2340,同样将采 集的电压信号通过STM32F103C8T6微控制器处置。图 3.8 次级侧充电模式切换控制电路图 3.8 为次级侧恒流恒压模式切换及控制电路,其中 PCB 焊接端子 M3 是 次级侧接收线圈的连接端子,MCU通过控制继电器S1和S2来切换电路拓扑从 而达成次级侧恒流与恒压的切换。次级侧预留程序下载端口用于程序的烧录和在 线调试,同时也留有 OLED 显示屏接口用于实时显示负载的电流与电压大小和 系统的工作模式。3.6本章小结本文设计的 MCR-WPT 系统应用于锂电池充电,因此需要该系统拥有恒流 或恒压输出特质的同时还应实时测试电池的状况,通过自动切换电池充电模式对 电池进行管理。其次,电池充电效率也是该设计该系统时需要要紧考虑的环 节,用电池管理芯片无疑是一种容易的电池充电方法,但这种策略无疑是在原 有些电路基础上增加了电路本钱同时也减少了系统的整体效率,鉴于此,本策略 在次级侧通过通过电流采集电路和电压采集电路实时测试负载的电压和电流,通 过MCU做出相应计算处置,然后控制驱动电路控制继电器S1与S2的状况来切 换系统的工作模式。为进一步提升系统效率,在初级侧用 PI 算法进一步改变 系统。第四章 MCR-WPT 系统控制方案4.1初级侧闭环控制策略所提出的闭环控制方案如图 4.1 所示,在初级侧通过实时测试发射线圈电流 状况,借助PI算法来跟踪最大系统功率点(Maximum System Power Point,MSPP)。 初级侧使用 OLED 显示屏实时显示接收线圈的有效电流值和系统工作状况。DC-AC匹配电路r'图 4.1 初级侧闭环控制设计策略初级侧用PI算法,通过测试发射线圈电流J来跟踪MSPP,事实上, 测试发射线圈电流“具备非常大挑战性,有以下几个技术难题:(1)磁耦合谐振式无线传能系统具备非常高的 Q 值,因而在系统工作时,匹 配电路中发射线圈和补偿电容两端都具备非常高的电压峰值,通过用采样电阻来 获得电压信号的电流测试办法来测量发射线圈电流,这种办法的本质通常是将微 小的交流电压信号进行差分运算放大来获得一个较大的交流电压信号,然后将该 交流电压信号整流滤波变为直流电压给ADC处置,经过MCU计算获得相应的 电流值。然而因为发射线圈和补偿电容两端具备非常高的电压峰值,这使得差分运 放需要拥有非常高的的输入耐压值,对于高精度差分运放芯片非常难做到拥有较高输 入耐压值。因这种办法不太合适于大功率无线电能传输系统初级侧电流测量。(2)通过用电流互感器来获得相应电流信号,经过整流滤波后通过MCU 来计算出发射线圈支路的电流值,然而普通的交流互感器体积都较大,不利于电 路的集成。其次,交流互感器的感抗较大,接入系统后对WPT匹配电路影 响较大。鉴于以上这类不足,本文使用霍尔电流传感器集成芯片ACS714,该芯片是 基于霍尔效应的线性电流传感器,具备较高的集成度并且具备2.1 kVrms的高电 压隔离特质。该芯片具备较小的体积并且拥有较高的电流-电压转换精度,同时, 该芯片接入系统的阻抗极小,因而对系统的传输特质几乎不 产生影响,非常不错的弥补了传统电流测试的不足。在对转换后的交流电压信号整流 时,考虑到无源整流中二极管的导通压降会非常大程度上影响电流测试的精确度。 因此,可以使用有缘整流来获得交流电压的RMS值,但该办法电路复杂,为了 优化设计,使用精密微功率辽转换器芯片LTC1966将交流有效值电压转换为直 流电压,LTC1966的内部AE电路使其用更容易、更精确、功耗更低、更灵活, 是一款真的的均方根至直流转换器。在有源 H 桥驱动电路芯片选取方面,笔者 设计过多款驱动电路,最开始使用IR2110S半桥驱动芯片,但该驱动芯片外围电 路稍微繁琐些后面设计中不常用,之后考虑过IR2106S这种常用半桥驱动芯片, 这种半桥驱动芯片需要两路输入信号占用IO 口资源,后面比较常见的驱动芯片 是IR2104S,相对而言这款芯片控制容易,外围器件较少。而且它的延时时间较 短。4.2系统最大功率跟踪办法PID 控制算法是工业控制里最常用也是最好用的一种算法,本文采 用PID算法中的PI控制算法达成最大效率点跟踪。其数学表达式为U = Kp +*[ edt) 式中Kp为控制器比率系数,T为控制器积分时间,%)为误差函数,为了便捷MCU 处置,上述表达式可改写为kU= Kp*e + Ki》e 1=0式中伦=第为控制器积分系数,加入积分控制后便可以消除比率控制所产Ti生的余差。 其算法结构简图如图 4.2 所示。图 4.2 PI 算法结构简图传统的 PI 控制需要给出一个特定的目的值, 然而对于 WPT 系统, 在不同互感下系统的功率和效率都会有非常大的改变,因此,为了提升系 统的鲁棒性,预设定的目的值在不同时域下需要做适合的改变,改进后 的初级侧PI控制算法步骤图如图4.3所示。图 4.3 初级侧 PI 控制算法步骤- 34 -图4.3给出的初级侧PI控制算法步骤图中Q为误差比率系数,lPREF为 随机预设的目的电流值变量,emax为误差变量值上限。MEPP程序流 程图大致思路为先通过霍尔电流采集电路将电流值按特定的比率转换 成交流电压值,再通过 RMS-DC 电路获得该交流电压的真实有效值。然 后将采集的电流值与随机预设的目的值比较, 通过 PI 算法微调系统频 率使得初级侧发射线圈电流接近预设目 标值, 其间, 假如在多次 PI 算 法调整后仍然不可以使系统发射线圈达到目的值,通过适合调整预设目的 值lpREF然后多次循环PI算法程序,逐步使系统达到最好的目的电流 值。4.3次级侧负载辨别办法如图 4.4所示,在次级侧实时监测负载端的电压和流经负载的电流状况,通 过控制继电器开关来切换系统恒压充电与恒流充电的模式。次级侧使用OLED显 示屏实时显示负载的电压与电流值和系统工作模式。次级侧匹配电路接收能量后经过整流滤波电路处置,将高频交流电压转换成 直流电压给负载供电,此时负载电压电流均为直流。电阻分压法测量电压是现在 经常见到的直流电压测量办法。电阻分压法是将待测电压按固定比率分成若干份, 将得到的小电压经过运放处置,再通过控制电路测量并计算该电压值。对直流电 流的测量,通常用霍尔电流传感器芯片测量电流或用采样电阻测量支路电流, 霍尔电流传感器的工作原理是通过霍尔效应将相应的电流按肯定的比率转换成 电压信号,而用采样电阻的方法测量电流值相对容易,通常通过高输入阻抗的 运放芯片将采样电阻两端小信号放大处置再通过控制器测量,因为该电阻串联在 负载直路,故采样电阻值通常非常小,一般用数十毫欧以内。本设计为使得系统 容易且能达成电路需要,使用电阻分压法测量负载电压,借助采样电阻测量负载 电流。得到负载实时的电压和电流值后,负载的实质等效阻抗便可以计算出来。4.4充电模式切换的控制方案图 4.5 为次级侧系统恒压充电与恒流充电的控制步骤图,其大致过程可分为 以下几个步骤。图 4.5 次级侧恒压与恒流模式控制步骤步骤 1:初始化系统设置,上电默认充电模式为恒流充电模式,概念系统参数, 其中负载电压Url,采样电阻电压放大倍数0,采集电压九,通过电压采集电 路测试测试电池负载端的电压,将电池负载电压分为若干份,满足= nnm。 步骤2:使能电压采集电路和电流采集电路,使能模数转换器(ADC),测试电压 U^ 和口 U~m。步骤3:求出负载电压Url = num,负载电流iRL =罟'步骤4:判断电压URL(t)是不是大于URL(min)且小于URL(max),假如冷谊)小于URL(min) 或者大于U^(max),返回错误信号并关闭接收系统,假如U^(t)大于U^(min)且小于 U^(tsv),则系统切换为恒流模式工作。假如U^(t)大于U^(tsv)且小于U^(max),则 系统切换为恒压模式充电,当电池电压达到U^(max)则关闭接收系统。4.5本章小结本章主要介绍了本设计应用于多节电池串联充电的软件控制策略,主要包含 初级侧闭环控制策略、初级侧系统最大功率跟踪办法、次级侧负载辨别办法和充 电模式自动切换的控制策略。其中初级控制策略包含每个主要部分的器件选型、 初级侧控制步骤,初级侧系统最大功率跟踪办法部分主要讲解了系统最大功率跟 踪的达成策略,次级侧负载辨别主如果对负载电压电流的实时测试,次级侧充电 模式切换控制部分主要内容是对充电过程中达成 CC/CV 模式充电的方案进行阐 述说明。第五章 仿真剖析和实物验证5.1系统仿真本章主如果借助Saber仿真软件和具体实验验证前面的理论公式推导,通过 软件仿真LCL-P补偿互联网和LCL-S补偿互联网在不同负载下的电压电流输出特质 并做简要的剖析,然后通过实质实验数据进一步验证和剖析结果。5.1.1LCL-P恒流电路仿真与剖析图 5.1 为无整流滤波输出的 LCL-P 拓扑仿真电路,每个元器件仿真参数与实 际电路参数一致,其中补偿电感与发射线圈、接收线圈的电感值大致相等,初级 侧侧补偿电容与次级侧补偿电容均为150nf,系统的工作频率为100kHz,发射线圈与接收线圈的耦合系统为0.5。图 5.1 LCL-P 恒流电路仿真(无整流输出)图 5.2 LCL-P 恒流电路在不同负载下输出电压与电流结果(无整流输出)- 38 -依据图5.1电路设置,当负载rl阻值在5Q、10Q、15Q、20Q、25Q、30Q变 化时,得到输出电压和输出电流(负载rl的电压和电流)的仿真结果如图5.2所 示,可以看到当负载 rl 变化时,负载上的电流基本不变,负载 rl 的幅值电压随 着负载 rl 的增大而增大。图 5.3 为次级侧经过整流滤波后的 LCL-P 拓扑基本结构示意图,整流桥由四 个快恢复大电流的肖特基二极管组成,滤波电容容值为200uf,当负载rl阻值在 5Q、10Q、15Q、20Q、25Q、30Q变化时,得到输出电压和输出电流(负载rl的 电压和电流)的仿真结果如图 5.4所示,可以看到在负载变化时,负载电流基本 维持稳定,负载电压随负载呈线性变化。5.1.2LCL-S恒压电路仿真与剖析图 5.5 为 LCL-S 的基本拓扑结构电路,当负载 rl 阻值在 5Q、 10Q、 15Q、 20Q、25Q、30Q变化时,得到输出电压和输出电流(负载rl的电压和电流)的仿真结果如图5.6所示,可以看到当负载rl变化时,负载上的电压基本不变,负 载 rl 的电流幅值伴随阻值的增大而减小。同理,在 LCL-S 拓扑的基本结构电路中次级侧增加整流滤波电路后,其仿 真电路图如图5.7所示,当负载rl阻值在5Q、10Q、15Q、20Q、25Q、30Q变 化时,得到输出电压和输出电流(负载rl的电压和电流)的仿真结果如图5.8所 示,可以看到在负载变化时,负载电压基本维持稳定,负载电流随负载的增大而 减小。以上仿真结果表明,本文提出的 MCR-WPT 系统用于锂电池恒流与恒压模式混合充电的仿真结果与理论公式推导的结论具备一致性,系统策略具备肯定可 行性,下面进一步通过具体实验验证和剖析进一步确认策略的合理性和靠谱性。5.2实物验证实验5.2.1 硬件平台搭建前面介绍了这套 MCR-WPT 实验系统的硬件设计策略,本小节将该设计方 案的实物做简要的介绍说明。图5.9是初级侧控制电路板,其中H桥逆变器用 的是4个100V300A的大电流MOSFET(芯片型号为英飞凌公司出品的 IPT015N10N5),初级侧主控芯片用STM32F103C8T6单片机,该控制芯片产 生两路互补PWM信号,通过驱动芯片驱动H桥,同时借助芯片自带的ADC外 设实时测试发射线圈电流,其中电流测试电路包含霍尔电流传感器电路和RMS- DC测量电路,通过PI算法跟踪MSPP。其次借助OLED显示屏通过IIC通 信显示发射线圈电流有效值和系统工作状况。图5.9中的补偿电感Lr如图所示, 使用 1.2mm 直径的漆包线绕制,空心电感,防止了电感在高频时产生的涡流损 耗。图5.10为次级控制系统电路实物图,通过用INA210电流采集芯片获得锂 电池充电电流,该芯片内置固定增益提升了数据测量的准确性,通过 OPA2340 运算放大器芯片采集电池电压,通过STM32F103C8T6单片机处置来获得锂电池 的状况。依据锂电池充电状况控制继电器开关切换系统的工作状况与设置恒压 充电或者恒流充电模式。同时次级侧也通过用 OLED 显示屏显示系统的工作 模式和锂电池的充电电流和电池电压状况。图中S1和S2为继电器开关,Css和 Csp为次级侧串联谐振电容和并联谐振电容,大功率肖特基二极管用于整流滤波。系统的整体设计实物图如图 5.11 所示,图中包含初级控制电路板、次级侧 控制电路板、收发线圈、电池负载、供电电源和示波器。示波器底部是两台高精 度数控电源,底部左侧电源最大输出电压55V,最大输出电流7A,用于初级侧 全桥逆变电路供电。底部右侧电源具备双通道独立输出功能,用于给初级侧控制 电路部分供电和次级侧控制电路供电。本次实验系统的每个主要器件的重要参数由表 5.1 给出。表 5.1 系统的各项参数Ude 输入电压 50V初级侧电感 16.85uHCp 初级侧并联谐振电容 150nFLp 初级侧发射线圈电感值 16.88uH厶s 次级侧发射线圈电感值 16.9uHCss 次级侧串联谐振电容 149.8nFCsp 次级侧并联谐振电容 150.2nFD1〜D4 肖特基二极管 100V10AQ1〜Q4 MOSFET 100V300Af 系统工作频率 100KHz5.2.2示波器波形数据剖析实验依据表:参数设计,对这套 MCR-WPT 系统电路各部分电压信号测量剖析, 图 5.12 为 MOSFET 栅极电压信号波形,示波器显示电压值为 20V/pv , Q1和Q3为上桥臂MOSFET栅极驱动信号波形,Q2和Q4为MOSFET下桥臂 栅极驱动信号波形。从图5.12的波形数据可以发现,下桥臂Q2和Q4的栅极驱动电压幅值与驱 动芯片供电电压基本一样,上桥臂 Q1 和 Q3 的栅极驱动电压幅值明显被抬高了不少,这与图 3.3 的驱动芯片自举电路剖析结果基本一样,依据图 3.3 剖析,上 桥臂栅极驱动信号电压幅值大致为上桥臂MOSFET漏极电压和驱动芯片供电电 压之和减去二极管正向导通压降电压。其中上桥臂 Q1 与下桥臂 Q3 电压不可以同 时为高电平,上桥臂Q2与下桥臂Q4电压不可以同时为高电平,以预防全桥逆变 器出现直通现象致使系统紧急发热甚至损毁,因为考虑到MOSFET开启和关断 延迟会引起上下桥臂出现直通现象,通常会考虑在驱动电路时设计死区控制时间, 本文使用的IR2104S自带520ns的硬件死区时间,因而也可以省去软件死区时间 设置。图 5.13 为初级侧发射线圈的电压和电流测试波形与全桥逆变器输出电压 Uab电压波形,从示波器波形可以看出,初级侧发射线圈上的电压和电流相位相 差90度,因为系统具备较大的Q值,发射线圈的电压峰峰值明显要大于全桥逆 变器输出电压Uab值,该结果与前面理论剖析结果一致。图5.13中显示的电压 幅值为20V/pv,系统工作频率约为100kHz。用示波器探头测量电压,用电 流卡钳测电流,电流卡钳量程为5A,对应比率为1A/V。图 5.14 (CC 模式)整流前不同负载所对应的电压电流关系在恒流模式下测得整流输出前不同负载的电压电流变化如图 5.14 所示,图 中波形均为正弦波,为了便于察看电压电流幅值的跳变,将示波器横坐标时间轴 的扫描速度调慢至2s/pv,其中通道C1为电压Ucq,通道C2为电流Icd波形, 可以发现,此时在电阻为5Q、10Q、15Q、20Q变化时,负载电流基本维持恒定, 负载电压伴随负载的增大而呈比率线性增大,该结果表明系统工作在恒流模式下 无整流输出时具备非常不错的恒流特质,该实验结果与前面的理论剖析和仿真结果一 致。图 5.15 为系统工作在恒压模式时无整流输出状况下负载变化所引起的负载- 46 -电压电流变化波形,可以发现,在负载电阻从5Q、10Q、15Q、20Q变化时,负 载电压基本维持恒定,负载电流伴随负载的增大而减小,该结果表明系统工作在 恒压模式下无整流输出时具备非常不错的恒压特质,该实验结果与前面的理论剖析和 仿真结果一致。下面验证整流之后输出时不同负载下系统恒压或恒流输出的特质。图5.16为 系统工作在恒流模式时负载分别为5Q、10Q、15Q、20Q时电压电流变化状况, 非常明显,当负载改变时,负载电流只有细微波动,基本保持稳定,负载电压伴随 负载的增大而不断增大,该结果表明系统工作在恒流模式下整流滤波输出后仍具 有非常不错的恒流特质,该实验结果与前面的理论剖析和仿真结果一致。图 5.17 反映了系统工作在恒压模式下负载变化时电压电流的关系,可以看 到,当负载分别为5Q、10Q、15Q、20Q时,负载电压基本保持稳定,负载电流 伴随负载的增大而减小,该结果表明系统工作在恒压模式下整流滤波输出后仍具 有非常不错的恒压特质,该实验结果与前面的理论剖析和仿真结果一致。5.2.3恒流/恒压输出成效实验本文设计的MCR-WPT系统可对多节3.7V的18650型号的可充电锂电池进 行充电,为了验证以上策略的可行性,本文设计的实验系统在次级侧整流滤波电 路前预留负载接口,可对整流滤波前负载恒流与恒压模式的成效进行验证。为了便于实验,先用大功率电阻做负载验证系统整流前恒流成效,图 5.18 为 系统工作在恒流模式下,在负载电阻为5Q、10Q、15Q时负载的电压与电流变 化状况。可以发现,在恒流模式下,负载电流曲线(蓝线)基本重合,即负载电 流基本不随负载值的变化而变化,而负载电压伴随负载的增大而线性增大,这表 明系统在整流前输出达成了非常不错的恒流成效。Req=5Q -Req=10G -A- Req=15Q —Req=5Q —Req=10Q 「*■— Req=15£2 图 5.19 恒压模式下负载电流与电压的关系(整流前)同理,在恒压模式下,在负载电阻为5Q、10Q、15Q时负载的电压与电流的 关系如图 5.19 所示,非常明显看到,在恒压模式下,没经过整流滤波处置,负载 电压曲线(红线)基本重合,即负载电压基本不随负载值的变化而变化,而负载 电流伴随负载的增大而相应减小,这表明系统在整流前输出达成了非常不错的恒压效 果。5.2.4初级效率优化实验图 5.20 用 PI 算法前后的恒流或恒压模式下系统的效率与线圈距离的关系图 5.20 对比了在初级侧引入 PI 算法进行系统优化和没优化的成效进行对 比,给出了不同模式下系统在收发线圈轴向距离为 5cm-10cm 变化的效率分布。 其中黑线和红线分别表示没用 PI 算法时系统在恒流和恒压模式下不同收发 线圈轴向间距的效率状况,蓝线和绿线反映了在用 PI 算法后系统在恒流和恒 压模式下收发线圈轴向间距与系统效率的关系,从图中可以看出,当收发线圈轴 向间距在 5cm 时,系统效率在 90%左右,此时初级侧用 PI 算法优化系统效率 的成效并不明显,伴随收发线圈轴向间距加强后,在用 PI 算法后系统效率在 恒流模式和恒压模式都有着相对明显的改变。5.2.5充电过程中功率与效率实验为了验证这套 MCR-WPT 对电池的充电成效,将该系统对三节 18650 锂电 池串联充电。图 5.21 记录了在充电过程中电池负载的充电电流和负载电压的变化,横坐 标是充电过程中电池的等效电阻变化状况,整个充电过程分为恒流模式充电和恒 压模式充电两个过程,电池负载阻抗在5^-8。时系统工作在恒流模式,此时充 电电流大致维持在 1.68A 左右,充电电压随负载的增大线性增加,直至负载电压 增加到 13.1V 左右,此时等效负载电阻为 8。开始切换为恒压模式充电,可以看 到,在恒压模式,负载充电电压基本维持恒定,充电电流伴随负载阻抗增大而平 滑减小,整个充电过程中系统均维持正常工作,电池温度正常,系统每个器件均 维持正常温度。充电效率与充电功率也是电池充电的一个非常总要的指标,图 5.22 记录了在 充电过程中随负载变化时系统充电效率与充电功率的变化。其中蓝线是充电效率 曲线,红线是充电功率的变化曲线,可以发现,在整个充电过程中,系统的充电 效率均保持在 75%以上,最高充电效率达到了 86%,在系统工作在恒流模式时, 给电池充电的效率渐渐提升,充电功率也渐渐增大,在系统从恒流模式切换为恒 压模式后,系统的充电功率开始降低,当充电效率还在继续增加,之后,系统的 充电效率和充电功率都开始降低。从图 5.22 可以看出,系统在恒流模式与恒压 模式切换的时刻充电功率最大且充电功率达到20W以上,当电池充电结束时, 此时电池充电功率最低,充电功率大致在11W左右。5.3本章小结本章通过电路仿真软件仿真了系统的恒流恒压特质,通过实物设计记录剖析 了系统在恒流与恒压模式下的一些基本性能。借助 Saber 仿真软件对 LCL-P 拓 扑仿真剖析,结果发现当负载电阻发生改变时,负载电流幅值基本保持稳定而负 载电压幅值随负载的增大而增大,对 LCL-S 拓扑仿真剖析,当负载电阻发生改 变时,负载电压幅值基本保持稳定而负载电流幅值随负载的增大而减小,该结果 与前面的理论推导结果相符。随后对系统整流输出后恒流恒压特质进行仿真剖析, 系统仍具备非常不错的恒流或恒压特质。然后,通过实物设计,记录了实验系统工作 在恒流与恒压模式下的一下具体数据,包含系统给3节18650锂电池充电过程中 电池充电电流和充电电压的变化数据与充电过程中系统的效率和充电功率的 一些数据剖析,同时,也对比剖析了系统在初级侧增加 PI 闭环控制和没优化 手段时系统工作在不同模式下效率状况,结果表明系统在增加了初级侧 PI 控制 后系统效率有明显提升。最后,给出了实验系统恒流或恒压工作时的一些器件对 应的示波器波形图,与在不同负载下电压电流的变化第六章 结论与展望6.1 全文工作报告本文争对应用于电池充电的具备 CC/CV 输出特质的 MCR-WPT 系统设计 及控制方案和效率优化等进行研究,主要的工作报告如下:对MCR-WPT的应用前景、研究目的和研究意义进行讲解,说明本研 究的重要程度和必要性;通过采集总结近代以来WPT的进步历史,系统的讲解了 WPT的研究背景和研究近况;对WPT进行分类并介绍每种WPT的特质和原理, 引出本文研究的主要内容,即MCR-WPT的有关研究;简要的说明了 MCR-WPT 的有关补偿互联网,包含容易见到的低阶补偿互联网与后面常见的高阶补偿互联网。针对本文设计的应用多节电池串联充电的具备 CC/CV 输出特质的 MCR-WPT的整体设计策略进行了简要的说明,借助电路等效模型数学公式推导 得出了系统工作在CC模式时输出电流的计算表达式和CV模式时输出电压的计 算公式,然后继续推导出在CC模式和CV模式时功率和效率的计算公式并做了 简要的剖析。针对本次设计的硬件电路的各部分设计做了一个系统的介绍,具体说 明了每一个重要部分的有关电路的设计和器件的选型、各部分电路的工作原理、设 计策略和达成过程,搭建了硬件实验平台并做了简要的说明。讲解了本设计的软件控制方面的达成策略,主要包含初级侧闭环控制 策略和初级侧达成系统最大功率跟踪的办法、初级侧负载辨别实时测试负载电压 电流状况办法与次级侧充电控制方案等等。通过软件仿真验证了本设计达成电池CC/CV混合模式充电的可行性, 该仿真结果也与前面数学理论公式推导结果相符;通过具体的实物进行有关实验, 借助实质测量数据讲解和剖析,更进一步验证本次设计的应用于电池CC/CV混 合模式充电的MCR-WPT系统的策略的可行性和准确性。6.2 后续研究工作展望本文针对可用于电池充电的MCR-WPT系统进行研究,设计出了具备CC/CV 输出特质适用于多节电池CC/CV混合模式充电的MCR-WPT系统,本次设计方 案还有几个方面可以改进和优化:本文设计的 MCR-WPT 系统在全桥逆变电路设计这一部分虽然考虑了 MOSFET迅速关断设计和提出了降低MOSFET栅极振铃的办法,但依然有必要 进行零电压开关(ZVS)研究,这可以进一步减小系统的开关损耗,提升系统的 整体效率。(2) 本文设计的 MCR-WPT 系统电路缺少一些过流或过压保护,没设置 防反接保护电路。(3) 本设计可以在程序上继续优化,比如,可以通过优化程序设计一个任 意频率可手工调节的控制电路,如此可以增加系统的灵活性,在后面的实验中更 加便捷。参考文献[1]Tesla N., Apparatus for transmitting electrical energy,1119732;1914.[2]Kurs A, Karalis A, Moffatt R, et al.Wireless Power Transfer via Strongly Coupled Magnetic Resonances[J]. Science, 2007, 317: 83-86.[3]S. Chhawchharia, S. K. Sahoo, M. Balamurugan, S. Sukchai, and F. Yanine, Investigation of wireless power transfer applications with a focus on renewable energy[J]. Renewable and Sustainable Energy Reviews, 2018, 91:888-902.[4]张波,疏许健,吴理豪,等.无线电能传输技术亟待解决的问题及对策J] •电力 系统智能化, 2019, 43: 1-20.[5]薛明,杨庆新,章鹏程,郭建武,李阳,张献.无线电能传输技术应用研究近况与关 键问题[J].电工技术学报,2021,36:1547-1568.[6]陈硕翼,张丽,唐明生,李建福.无线电能传输技术进步近况与趋势[J].科技中 国,2018:7-10.[7]谭喜元.无线电传输技术进步应用探索和剖析[J].中国新通信,2020,22:104. ⑻张波,疏许健,黄润鸿.感应和谐振无线电能传输技术的进步[J].电工技术学报,2017,32:3-17.[9]黄学良, 王维, 谭林林. 磁耦合谐振式无线电能传输技术研究动态与应用展望 [J]. 电力系统智能化, 2017, 41:2 -14+141.[10]惠琦.微波无线电能传输系统功率定向发射技术研究[D].南京航空航天大 学,2019.[11]D. Patil, M. K. McDonough, J. M. Miller, B. Fahimi, and P. T. Balsara, Wireless Power Transfer for Vehicular Applications: Overview and Challenges[J]. IEEE Transactions on Transportation Electrification, 2018,4:3-37.[12]P.Machura and Q.Li, A critical review on wireless charging for electric vehicles[J]. Renewable and Sustainable Energy Reviews[J], 2019, 104:209-234.[13]A.Zakerian, S.Vaez-Zadeh, and A.Babaki, A Dynamic WPT System With High Efficiency and High Power Factor for Electric Vehicles[J], IEEE Transactions on Power Electronics,2020,35:6732-6740.[14]朱焕杰,张波.家电无线电能传输技术进步及近况J].电源学 报,2020,18:168-178.[15]付文铎,吴培峰,韩新风,李勇.手机无线充电技术原理及应用展望J].机电信 息,2019:74-76.[16]刘嘉琳,欧阳聪.论无线充电商品在手机充电范围的应用及进步J].数字技术与 应用,2019,37:215+217.[17]关志鹏,张波.工业移动机器人无线电能传输技术的进步与应用[J].广东电力,2019,32:24-34.[18]Agrawal K, Jegadeesan R, Guo Y-X, Thakor NV. Wireless Power Transfer Strategies for Implantable Bioelectronics: methodological Review. IEEE Rev Biomed Eng 2017;10:1-2 8.[19]吴旭升,孙盼,杨深钦,何笠,蔡进•水下无线电能传输技术及应用研究综述J].电 工技术学报,2019,34:1559-1568.[20]S. D. Barman, A. W. Reza, N. Kumar, M. E. Karim, and A. B. Munir, Wireless powering by magnetic resonant coupling: Recent trends in wireless power transfer system and its applications[J]. Renewable and Sustainable Energy Reviews, 2015, 51:1525-1552.[21]Y. Chen, H. Zhang, S.-J. Park, and D.-H. Kim, A Switching Hybrid LCC-S Compensation Topology for Constant Current/Voltage EV Wireless Charging[J]. IEEE Access, 2019 , 7:133924-133935.[22]Nicholas A.Keeling, Grant A.Covic, John T.Boys. A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications[J].IEEE Transactions on industrial Electronics, 2010, 57: 744-751.[23]John T.Boys, Grant A.Covic, Yongxiang Xu. DC Analysis Technique for Inductive Power Transfer Pick-Ups[J]. IEEE Power Electronics Letters, 2003,1:51-53.[24]Mickel Budhia, John T. Boys, Grant A.Covic, Chang-Yu Huang. Development of a Single-Sided Flux Magnetic Coupler for electric Vehicle IPT Charging Systems[J].IEEE Transactions on industrial Electronics, 2013, 60: 318-328.[25]Mickel Budhia, Grant A. Covic, John T. Boys. Design and Optimization of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26: 3096-3108.[26]John T Boys, Grant A.Covic,The Inductive Power Transfer Story at the University of Auckland[J].IEEE circuits and systems magazine, 2015:6-27.[27]Kim, J.W., Son, H.C., Kim, D.H., et al. Analysis of wireless energy transfer to multiple devices using CMT[C]. Asia-Pacific Microwave Conference, 2010: 21492152.[28]Ahn, D., Hong, S. Effect of coupling between multiple transmitters or multiple receivers on wireless power transfer[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2013,60:2602-2613.[29]Jung, G., Song, B., Shin, S., et al. High efficient Inductive Power Supply and Pickup system for On-Line Electric Bus[C].IEEE International Electric Vehicle Conference, 2012: 1-5.95[30]Li, S.Q., Li, W.H., Deng, G.G. et al. A Double-sided LCC Compensation Network and Its Tuning Method for Wireless Power Transfer[J].IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2015, 64: 2261-2273.[31]Deng, J., Li, W. Nguyen, T.D., et al. Compact and Efficient Bipolar Coupler for Wireless Power Chargers: Design and Analysis[J]. IEEE Transactions on PowerElectronics, 2015, 30: 6130-6140.[32]Deng, J., Li, W., Li, S., et al. Magnetic Integration of LCC Compensation Resonant Converter for Inductive Power Transfer Applications[C]. IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2014: 660-667.[33]Deng, J., Lu, F., Li, W., et al. ZVS Double-sided LCC Compensation Resonant Inverter with Magnetic Integration for Electric Vehicle Wireless Charge[C]. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2015:1131-1136.[34]Lu, F., Zhang, H., Hofmann, H., et al. A Double-Sided LCLC-Compensated Capacitive Power Transfer System for Electric Vehicle Charging[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30: 6011-6014.[35]Matsumoto, H., Neba, Y., Ishizaka, K., et al. Model for a Three-Phase Contactless Power Transfer System[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26: 2676-2687.[36]Hiraga, Y., Hirai, J., Kaku, Y., et al. Decentralized control of machines with the use of inductive transmission of power and signal[C]. Proceepngs of 1994 IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, 1994, 2: 875-881.[37]Hirai, J., Kim, T.W., Kawamura, A. Practical study on wireless transmission of power and information for autonomous decentralized manufacturing system[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1999, 46: 349-359.[38]Hirai, J., Kim, T.W., Kawamura, A. Study on crosstalk in inductive transmission of power and information[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1999, 46: 1174-1182.[39]葛学健,孙跃,唐春森,左志平,桑林.用于动态无线供电系统的双输出逆变器J]. 电工技术学报,2020,35:786-798.[40]孙跃,蒋成,王智慧,唐春森.基于PSGA的电动汽车动态无线供电系统优化布局 [J].电力系统智能化,2019,43:125-131.[41]王佩月,左志平,孙跃,李小飞,范元双.基于双侧LCC的全双工WPT能量信号并 行传输系统[J/OL].电工技术学报,2021,:1-12.[42]孙跃,王佩月,代林.感应电能传输系统信号同步传输技术综述J].电器与能效 管理技术,2019,:1-7+30.[43]孙跃,张欢,陶维,马浚豪,李璐,夏金凤.基于变结构模式的宽负载恒压感应耦合 电能传输系统J].电力系统智能化,2016,40:109-114+126.[44]孙跃,陈宇,唐春森,王智慧,戴欣.感应电能传输系统输出电压调压电路研究J]. 电工技术学报,2015,30:226-230.[45]孙跃,廖志娟,叶兆虹,唐春森,王佩月.基于振动理论的MCR-WPT系统频率分裂 特质研究[J].电工技术学报,2018,33:3140-3148.[46]Chen, Z., Jing, W., Huang, X., et al. A Promoted Design for Primary Coil in Roadway-powered System[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2015, 51: 1-1.[47]陈立兴,黄学良.高速公路充电站电动汽车有序充电方案[J].电力智能化设 备,2019,39:112-117+126.[48]张浩,陈良亮,齐连伟,王念春,陈中,黄学良.不同屏蔽手段对电磁干扰抑制的研究[J].现代电子技术,2018,41:93-96.[49]陈琛,黄学良,谭林林,等.电动汽车无线充电时的电磁环境及安全评估[J]. 电工技术学报, 2015, 30: 61-67.[50]王维, 黄学良, 周亚龙, 等. 双中继无线电能传输系统建模及传输效率剖析 [J]. 电工技术学报, 2014, 29: 1-6.[51]范兴明,高琳琳,莫小勇,赵迁,贾二炬.无线电能传输技术的研究近况与应用综 述[J].电工技术学报,2019,34:1353-1380.[52]M. Liu, J. Song and C. Ma, Active Class E Rectifier for DC Output Voltage Regulation in Megahertz Wireless Power Transfer Systems[J], IEEE Transactions on Industrial Electronics,2020,67:3618-3628.[53]L. He and D. Guo, Compound Voltage Clamped Class-E Converter With ZVS and Flexible Power Transfer for WPT System[J], IEEE Transactions on Power Electronics, 2020,35:7123-7133.[54]朱美杰.感应式无线充电技术的研究[D].南京信息工程大学,2012.[55李文清.感应式无线充电商品详述及设计[J].机电信息,2019,:124-125+127.[56]李秋生,张国兴,李培英,刘伟亮,郭金伟.电动汽车无线充电松耦合变压器仿真 研究[J].电子设计工程,2017,25:27-31.[57]尹煌飞,程博,郭桂芳,吉现友.MCR-WPT系统传输特质研究及传输效率优化[J]. 电力电子技术,2021,55:117-120.[58]宗翰林.长距离感应耦合式无线电能传输技术研究[D].哈尔滨工业学,2019.[59]郭历谋,罗博,麦瑞坤.基于电场耦合式的电动汽车无线充电技术电压优化办法[J].电工技术学报,2020,35:19-27.[60]曹垒,林先其,陈越腾.微波无线能量传输与采集应用系统的研究进展及进步趋 势[J].空间电子技术,2020,17:57-63.[61]汝玉星,丁佳新,丁泽莹,田小建,邓军.基于激光测距的便携式汽车无线充电系 统[J].年代汽车,2020:56-57.[62]黄学良, 吉青晶, 谭林林, 等. 磁耦合谐振式无线电能传输系统串并式模型 研究[J].电工技术学报,2013, 28: 171-176+187.[63]黄学良,曹伟杰,周亚龙,等.磁耦合谐振系统中的两种模型对比探究[J].电 工技术学报, 2013, 28: 13-17.[64]Villa JL, Sallan J, Sanz Osorio JF, Llombart A. High-misalignment tolerant compensation TOPology for ICPT systems[J]. IEEE Trans Ind Electron, 2012,59:945-51.[65]L. Sun, D. Ma, and H. Tang, A review of recent trends in wireless power transfer technology and its applications in electric vehicle wireless charging[J].Renewable and Sustainable Energy Reviews, 2018, 91: 490-503.[66]Zhang W, Wong SC, Tse CK, Chen Q. Load-independent duality of current and voltage outputs of a series- or parallel-compensated inductive power transfer converter with optimized efficiency[J]. IEEE J Emerg Sel Top Power Electron, 2015,3:137-46.[67]Sallan J, Villa JL, Llombart A, Sanz JF. Optimal design of ICPT systems appliedto electric vehicle battery charge[J]. IEEE Trans Ind Electron, 2009,56:2140-9.[68]Pantic Z, Bai S, Lukic SM. ZCS LCC-compensated resonant inverter for inductive- power-transfer application[J]. IEEE Trans Ind Electron 2011,58:3500-10.[69]Y. Liu and H. Feng, Maximum Efficiency Tracking Control Method for WPT System based on Dynamic Coupling Coefficient Identification and Impedance Matching Network[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2020, 8: 3633-3643.[70]Z. Huang, S.-C. Wong, and C. K. Tse, Control Design for Optimizing Efficiency in Inductive Power Transfer Systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33: 4523-4534.[71]X. Dai, X. Li, Y. Li, and A. P. Hu, Maximum Efficiency Tracking for Wireless Power Transfer Systems With Dynamic Coupling Coefficient Estimation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 2018,33: 5005-5015.[72]H. He et al., Maximum Efficiency Tracking for Dynamic WPT System based on Optimal Input Voltage Matching[J].IEEE Access, 2020, 8: 215224-215234.[73]R. Mai, Y. Liu, Y. Li, P. Yue, G. Cao, and Z. He, An Active-Rectifier-based Maximum Efficiency Tracking Method Using an Adptional Measurement Coil for Wireless Power Transfer[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33: 716-728.[74]S. Ann and B. K. Lee, Analysis of Impedance Tuning Control and Synchronous Switching Technique for a Semibridgeless Active Rectifier in Inductive Power Transfer Systems for Electric Vehicles[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36: 8786-8798.[75]M. Wu et al., A Dual-Sided Control Strategy based on Mode Switching for Efficiency Optimization in Wireless Power Transfer System[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36: 8835-8848.[76]C. Zhu et al., Analysis and Design of cosplayt-Effective WPT Systems With Dual Independently Regulatable Outputs for Automatic Guided Vehicles[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36: 6183-6187.[77]H. Li, S. Chen, J. Fang, and K. Wang, Frequency-Modulated Phase Shift Keying Communication for MEPT Control of Wireless Power Transfer[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36: 4954-4959.[78]Y. Li et al., Analysis, Design, and Experimental Verification of a Mixed High- Order Compensations-based WPT System with Constant Current Outputs for Driving Multistring LEDs[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2020, 67: 203-213.[79]X. Zhang, F. Liu and T. Mei, Multifrequency Phase-Shifted Control for Multiphase Multiload MCR WPT System to Achieve Targeted Power Distribution and High Misalignment Tolerance[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36:991-1003.[80]H. Li, S. Chen, J. Fang, Y. Tang, and M. A. de Rooij, A Low-Subharmonic, FullRange, and Rapid Pulse Density Modulation Strategy for ZVS Full-Bridge Converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34: 8871-8881.[81]Z. Li, G. Wei, S. Dong, K. Song, and C. Zhu, Constant current/voltage charging for the inductor — capacitor — inductor - series compensated wireless power transfer systems using primary - side electrical information[J]. IET Power Electronics, 2018,11: 2302-2310.[82]C. Cai et al., Design and Optimization of Load-Independent Magnetic Resonant Wireless Charging System for Electric Vehicles[J]. IEEE Access, 2018,6:1726417274.[83]K. Song, Z. Li, J. Jiang, and C. Zhu, Constant Current/Voltage Charging Operation for Series-Series and Series-Parallel Compensated Wireless Power Transfer Systems Employing Primary-Side Controller[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017,: 1-1.
 
打赏
 
更多>同类资讯
0相关评论

推荐图文
推荐资讯
点击排行
网站首页  |  关于我们  |  联系方式  |  使用协议  |  版权隐私  |  网站地图  |  排名推广  |  广告服务  |  积分换礼  |  网站留言  |  RSS订阅  |  违规举报